Sebenta UC02955 — Eletrónica de Potência

1. Dispositivos Semicondutores de Potência

1.1 Díodo de Potência

O díodo de potência é o componente mais fundamental da electrónica de potência. Permite o fluxo de corrente num sentido e bloqueia no outro.

Parâmetros principais: - V_F (Forward Voltage): tensão de condução directa; ≈ 0,7V para silício, 0,3V para Schottky - V_RRM (Repetitive Peak Reverse Voltage): tensão inversa máxima repetitiva (ex.: 400V, 1000V) - I_F(AV) (Average Forward Current): corrente média em condução - t_rr (Reverse Recovery Time): tempo de desbloqueo inverso; importante em alta frequência

Díodo Schottky: barreira metal-semicondutor (não p-n); V_F ≈ 0,3V; t_rr ≈ 0 (sem carga acumulada); tensão máxima limitada (< 200V); ideal para conversores de alta frequência.

1.2 Tiristor (SCR — Silicon Controlled Rectifier)

O SCR é um dispositivo de 4 camadas PNPN com três terminais: Ânodo (A), Cátodo (K) e Gate (G).

Condições de condução: 1. Tensão ânodo-cátodo V_AK > 0 (positiva) 2. Pulso de corrente de gate I_G > I_GT (corrente de disparo mínima)

Condições de bloqueio: - V_AK < 0 (inversamente polarizado) - Corrente de carga abaixo da corrente de manutenção I_H (holding current)

Não se desliga por sinal de gate — só se apaga quando V_AK < 0 (comutação natural em AC) ou quando a corrente cai abaixo de I_H (comutação forçada em DC).

1.3 TRIAC

O TRIAC (TRIode for Alternating Current) é equivalente a dois SCRs em antiparalelo. Conduz em ambos os sentidos.

Quadrantes de disparo: - Q1 (MT2+, G+): muito sensível → preferir este - Q2 (MT2+, G-): sensitivo - Q3 (MT2-, G-): sensível - Q4 (MT2-, G+): menos sensitivo → evitar

Na prática, usar Q1 e Q3 para melhor sensibilidade e simetria.

1.4 MOSFET de Potência

Estrutura: DMOS (Double-diffused MOSFET) — vertical - Canal N (NMOS): R_DS(on) mais baixo → mais eficiente; mais comum - Canal P (PMOS): menos eficiente; usado em configurações complementares

R_DS(on) vs. temperatura: $$R_{DS(on),T} = R_{DS(on),25°C} \times \left(\frac{T}{300}\right)^{2,3}$$

Um MOSFET 100 mΩ a 25°C terá ~220 mΩ a 125°C → importante para calcular as perdas de condução a quente.

1.5 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

Estrutura: combina o gate de um MOSFET (controlo por tensão, sem corrente contínua de gate) com o par Darlington bipolar (baixa V_CE(sat) em condução).

Perdas num IGBT: 1. Perdas de condução: P_cond = V_CE(sat) × I_C × D 2. Perdas de comutação: P_sw = (E_on + E_off) × f_sw - E_on e E_off: energias de comutação especificadas nos datasheets

Parâmetros típicos para IGBT industrial (600V, 50A): - V_CE(sat) = 1,8V a I_C = 50A - R_th,jc = 0,4 °C/W - E_on = 4 mJ; E_off = 5 mJ a 300V, 50A

2. Rectificadores Controlados

2.1 Rectificador Monofásico Meia Onda com SCR

Circuito: Vseno → SCR → carga R (ou RL)

Tensão média para carga resistiva: $$V_{med} = \frac{V_m}{2\pi}(1 + \cos\alpha)$$

Para carga RL com grandes valores de L (corrente quasi-constante): $$V_{med} = \frac{V_m}{2\pi}(\cos\alpha - \cos(\pi + \alpha)) = \frac{V_m}{\pi}(1 + \cos\alpha) / 2$$ (a indutância mantém a condução além de π)

2.2 Rectificador Trifásico Controlado (3 Pulsos)

Para sistemas trifásicos, a ondulação (ripple) é menor e a tensão média é mais elevada: $$V_{med} = \frac{3\sqrt{3}}{2\pi} V_m \cos\alpha = 1,35 V_{LL} \cos\alpha$$

Onde V_LL é a tensão de linha.

Para V_LL = 400V, α = 0°: V_med = 1,35 × 400 = 540 V DC → base dos bus DC dos VFDs de 400V.

3. Controlo de Potência AC com TRIAC

3.1 Circuito de Controlo de Fase com DIAC

DIAC: dispositivo bilateral que conduz quando a tensão aplicada ultrapassa a tensão de ruptura V_BO (normalmente 30–40V para DIAC DB3).

Funcionamento do dimmer: 1. No início do semiciclo, C começa a carregar por R (potenciómetro) 2. Quando V_C atinge V_BO do DIAC, o DIAC conduz → gera um pulso 3. O pulso dispara o TRIAC → conduz o resto do semiciclo 4. O processo repete no semiciclo oposto

Ângulo de disparo α em função de R: $$\alpha = \arctan\left(\frac{1}{\omega R C}\right) \times \frac{180°}{\pi}$$

Para f=50Hz: ω = 2π × 50 = 314 rad/s

3.2 Potência entregue à carga

$$P_{carga} = \frac{V_{ef}^2}{2\pi R_L}\left[\pi - \alpha + \frac{\sin(2\alpha)}{2}\right]$$

Para α = 90° (meia potência aproximada): P ≈ P_max / 2

4. Conversores DC-DC

4.1 Conversor Buck — Análise Detalhada

Modo de Condução Contínua (CCM):

No estado ON (switch fechado): V_L = V_in − V_out → corrente cresce linealmente No estado OFF (switch aberto, díodo conduz): V_L = −V_out → corrente decresce linearmente

Balanço volt-segundo (volt-second balance): em regime estacionário, a tensão média no indutor é zero: $$(V_{in} - V_{out}) \times D \times T = V_{out} \times (1-D) \times T$$

Simplificando: $$V_{out} = D \times V_{in}$$

Ondulação de corrente no indutor: $$\Delta I_L = \frac{(V_{in} - V_{out}) \times D}{L \times f_{sw}}$$

Tipicamente dimensionar para ΔI_L = 20–30% de I_out_max para equilíbrio entre tamanho do indutor e eficiência.

Corrente limite CCM/DCM (Boundary Condition): $$I_{out,BCM} = \frac{\Delta I_L}{2} = \frac{(V_{in} - V_{out}) \times D}{2 \times L \times f_{sw}}$$

Se I_out < I_BCM → o conversor entra em Modo de Condução Descontínua (DCM).

4.2 Cálculo Prático de Conversor Buck

Especificação: V_in = 24V, V_out = 5V, I_out = 2A, f_sw = 100 kHz, ΔI_L = 0,4A (20%), ΔV_out = 50 mV

Passo 1 — Duty Cycle: $$D = \frac{V_{out}}{V_{in}} = \frac{5}{24} = 0,208 = 20,8\%$$

Passo 2 — Indutor: $$L = \frac{(V_{in} - V_{out}) \times D}{f_{sw} \times \Delta I_L} = \frac{(24-5) \times 0,208}{100\,000 \times 0,4} = \frac{3,952}{40\,000} = 98,8 \text{ µH}$$

Usar L standard: 100 µH

Passo 3 — Condensador de saída: $$C_{out} = \frac{\Delta I_L}{8 \times f_{sw} \times \Delta V_{out}} = \frac{0,4}{8 \times 100\,000 \times 0,05} = \frac{0,4}{40\,000} = 10 \text{ µF}$$

Usar capacitor electrolítico de baixo ESR: 22 µF / 10V (com ESR < 50 mΩ para manter ΔV_out < 50 mV)

Passo 4 — Verificação da corrente de pico do MOSFET: $$I_{peak} = I_{out} + \frac{\Delta I_L}{2} = 2 + 0,2 = 2,2 \text{ A}$$

Seleccionar MOSFET com I_D(max) ≥ 2× I_peak = 4,4 A → usar MOSFET de 10 A (margem) com V_DS ≥ 30V.

5. Inversores PWM

5.1 Modulação SPWM (Sinusoidal PWM)

A modulação SPWM compara a onda de referência sinusoidal (f_ref = frequência de saída) com uma onda portadora triangular (f_carrier = frequência de comutação):

• m_a = amplitude de modulação = V_ref_peak / V_carrier_peak (0 a 1)
• V_out_fundamental = m_a × V_DC / 2

Índice de modulação de frequência: - m_f = f_carrier / f_ref (normalmente 9, 15, 21... para eliminar harmónicas)

5.2 Gate Drivers

O gate driver amplifica os sinais lógicos (3,3V ou 5V) do microcontrolador para os níveis de tensão e corrente necessários ao IGBT/MOSFET:

• V_GS(on) para MOSFET: +12 a +15V
• V_GS(off) para MOSFET: 0V (ou -5V para turn-off mais rápido)
• V_GE(on) para IGBT: +15V
• V_GE(off) para IGBT: -15V (recomendado para turn-off robusto)

Resistência de gate R_G: controla a velocidade de comutação; R_G alto → comutação lenta (menos EMI mas mais perdas); R_G baixo → comutação rápida.

6. Gestão Térmica

6.1 Resistências Térmicas

A analogia eléctrica é usada para calcular a temperatura de junção: - Potência (W) equivale a corrente (A) - Temperatura (°C) equivale a tensão (V) - Resistência térmica (°C/W) equivale a resistência eléctrica (Ω)

Resistências térmicas típicas: - MOSFET TO-247 (IRFP250): R_th,jc = 1,0 °C/W - IGBT IRGP4063D: R_th,jc = 0,5 °C/W - Pasta térmica Arctic Silver 5: R_th,cs ≈ 0,05 °C/W (para 1 cm², 0,1 mm espessura) - Dissipador 200×100×50mm (alumínio, ar forçado 3 m/s): R_th,sa ≈ 0,8 °C/W

6.2 Procedimento de Aplicação de Pasta Térmica

1. Limpar as superfícies com álcool isopropílico 99%
2. Aguardar 5 minutos (evaporação completa)
3. Aplicar uma pequena quantidade de pasta (tamanho de ervilha = ~0,1 cm³) no centro do componente
4. Pressionar o componente contra o dissipador e apertar os parafusos uniformemente (torque por cruzamento)
5. Não exceder a espessura de camada de pasta (< 0,15 mm ideal); camada grossa aumenta R_th,cs

Sebenta elaborada para a UC02955 do curso TMIM — Aulify Platform Versão 1.0 — 2026